HP 8662A - Synthesized Signal Generator

Der 8662A im Betrieb
(Foto ist Platzhalter)

Der HP 8662A gehört zu den ikonischsten Geräten, die es von HP gab. Er wurde 1981 vorgestellt und setzte neue Maßstäbe bezüglich Phasenrauschen in Frequenzsynthesizern.
Es handelt sich dabei um einen 30kg schweren Koloss, gefüllt mit dem Besten was Ende der 1970er aufzubieten war.
Der 8662A wurde kompromisslos auf niedrigstes SSB Phasenrauschen optimiert. Wer sich dafür interessiert, dem seien folgende Publikationen empfohlen:

HP Journal vom Februar 1981
HP 8662A Service Manual
Application Note 283-3 "Low Phase Noise Applications of the HP 8662A and 8663A Synthesized Signal Generators"
Design Principles and Test Methods for Low Phase Noise RF and Microwave Sources (Dieter Scherer/HP)

Hier auszugsweise aus der Spezifikation das SSB Phasenrauschen:
(jeweils bei 1Hz Messbandbreite; Ausgangsfrequenz 320..640MHz)

SSB Phase Noise	Offset
-110dBc	10Hz
-112dBc	100Hz
-121dBc	1000Hz
-132dBc	10Hkz
-133dBc	100kHz
-146dBc	Breitband Noisefloor (1Hz BW)

Das ist mal eine Ansage. Man vergleiche dazu zeitgenössische "normale" Syntheiszer. Der 8662A hatte eine derartig niedriges Phasenrauschen, dass er gemeinsam mit einigen anderen Geräten im Verbund, als "Referenz" im HP 3048A Phase Noise Test System verwendet wurde.
Siehe hierzu auch "The Art of Phase Noise Measurement" von Dieter Scherer (1985). Der Autor war ebenfalls an der Entwicklung des 8662A beteiligt.

Um so einen Generator zu bauen, muss man alle Register ziehen und sämtliche Störquellen konsequent ausschalten. Dabei kommen Dinge zum Einsatz wie mit Quarzfiltern gefilterte Festfrequenzen, deren Quarze zur Vermeidung von Mikrofonie auch noch gedämpft aufgehängt wurden, spezielle Low-Noise Koaxkabel, welche keine triboelektrischen Störungen erzeugen wenn sie bewegt werden, ein spezielles Schirmkonzept für maximale Schirmdämpfung zwischen den einzelnen gesteckten Baugruppen und noch Vieles mehr...

Interessant ist auch die Reference-Section. Die erzeugt, neben einigen Festfrequenzen, auch eine in 20MHz Schritten einstellbare Frequenz von 320..640MHz. Die festen Frequenzen werden ausschließlich durch hochmultipliziern der 10MHz OCXO Referenz erzeugt. Um die Seitenbänder aufzuräumen, sind bei 40MHz und 160MHz Quarzfilter im Signalpfad eingebaut.
Die Kette sieht so aus: 10MHz -> 20MHz -> 40MHz (Filter) -> 80MHz -> 160MHz (Filter) -> 320MHz -> 640MHz
Die Festfrequenzen, die nicht aus der Multiplier-Kette herauskommen, wie z.B. 480MHz, werden durch Mischung erzeugt.
Für die 480MHz werden 320MHz mit 160MHz gemischt. Aus dieser Frequenz wiederum wird durch stufenweise Teilung die Kette 480MHz -> 120MHz -> 60MHz erzeugt.

Um jetzt die 320..640MHz mit 20MHz Schrittweite zu erzeugen, kommt ebenfalls eine Mischung zum Einsatz. Dazu können 640MHz, 480MHz oder 320MHz mit einer ebenfalls wählbaren Frequenz von 0Hz, 60MHz, 80MHz, 120MHz oder 140MHz gemischt werden. Dabei ergeben sich alle nötigen Frequenzschritte.
Man beachte, dass es sich dabei um eine sogenannte direkte analoge Frequenzsynthese handelt, die nicht mit Regelschleifen (PLLs) arbeitet.

Als nächstes wird diese grob gerasterte Referenz in der "Reference Sum Loop" umgesetzt auf eine Frequenz von 310..620MHz mit 10MHz Stepsize.
(Anmerkung: im Blockschaltbild im HP Journal steht ΔF=20Hz, was aber ein Druckfehler ist)
In der Reference Sum Loop läuft ein VCO in einer PLL, welche als Vergleichsfrequenz entweder 10MHz oder 20MHz aus der Reference Section benutzt. Das VCO Signal wird mit dem gerasterten Signal der Reference Section gemischt und dann entweder mit 10MHz oder 20MHz in einem Phasendetektor verglichen, der dann über einen Loop-Filter den VCO regelt. Somit erhält man dann 310..620MHz mit 10MHz Schrittweite.

Um auf die finale Stepsize des Ausgangssignals zu kommen, braucht man jetzt noch ein Interpolationssignal mit feiner Schrittweite, mit dem man zwischen den 10MHz Schritten interpolieren kann. Das erledigen zwei Fractional-N PLLs. Durch schnelles Umschalten des Teilerfaktors, kann in einer Frac-N PLL ein gebrochener Teilerfaktor erzeugt werden. Wird beispielsweise die Hälfte der Zeit durch 100 geteilt und die andere Hälfte durch 101, erhält man im Mittel einen Teilerfaktor von 100.5

Im LF Synthesizer arbeiten zwei solcher Schleifen zusammen. Eine erzeugt eine Frequenz von 122-221MHz in 1MHz Schritten und die andere 100.0001MHz bis 200.0000MHz in 100Hz Schritten. Letztere dient, durch 100 geteilt, als Interpolationsfrequenz zwischen den 1MHz Schritten der ersten Schleife.
Somit ergibt sich, in einer weiteren Summierschleife, ein Signal von 120..220MHz in 1Hz Schritten. Nachdem dieses nun, in, der geneigte Leser wird es bereits erraten haben, einer weiteren Summierschleife mit einer 20MHz Festfrequenz gemischt und nachher durch 10 geteilt wurde, hat man endlich das endgültige Interpolationssignal von 10..20MHz in 0.1Hz Schritten.
Dieses wird, man mag es kaum glauben, in einer weiteren Summierschleife mit den 310..620MHz gemischt und erzeugt sozusagen das "Master-Signal" von 320..640MHz in 0.1Hz Schritten. Danach geht es weiter wie in anderen Signalgeneratoren auch. Verdoppler für das Oberband von 640..1280MHz (darum hat der 8662A dort auch "nur" 0.2Hz Schrittweite), Teilung durch 2 oder 4 für das sogenannte "Mid Band" von 120..640MHz und dann noch das Unterband, wo nochmal runtergemischt wird.

Besonders beachtenswert sind die beiden VCOs der Reference Summing Loop und der HF Loop (die das Master-Signal erzeugt). Diese VCOs waren Spezialentwicklungen. Normalerweise hätte man einen VCO von 320..640MHz mit einem einzigen Einstellbereich des Varaktors. Indem diese VCOs mit schaltbaren Induktivitäten gebaut wurden, muss der Varaktor nur ca 10MHz überstreichen. Es findet sozusagen erst eine Art Grobabstimmung (Bereichswahl) statt und dann erst die Feinabstimmung. Dementsprechend besser ist das Rauschverhalten. Je geringer die Tuningsteilheit, umso weniger schlägt z.B. Rauschen der Steuerspannung durch.

Allein schon die Ansicht von Oben mit abgenommenen Deckel verdeutlicht den Aufwand

Detailaufnahme der linken Hälfte

Detailaufnahme der rechten Hälfte

Aber was stimmte nun nicht mit dem Generator? Beim Einschalten leuchtete das Display für einen winzigen Augenblick auf und dann ging die ganze Kiste wieder aus. Das Netzteil besteht aus 3 Platinen und hat mehrere LEDs, die anzeigen ob die jeweilige Betriebsspannung da ist.

So soll das aussehen. +20V, -10V und -40V sind OK
(Der Deckel liegt nur für das Foto auf, darum fehlen die Schrauben)

Beim Einschalten gingen die grünen LEDs aber sofort wieder aus und die rote namens "LINEAR REGULATOR SHUTDOWN" ging an.
Also schaute ich mir erstmal im Manual an, wie das Netzteil aufgebaut ist und was es mit der roten LED auf sich hat. Das Netzteil ist ein isolierter, primärgetakteter Schaltwandler mit linearer Nachregelung und einer 45VAC Hilfsspannung, die mit einem Trafo erzeugt wird.
Diese wird für die Schaltungsteile benutzt, die im Standby auch versorgt werden. Das sind die Heizung des OCXOs sowie die +/-15V die das Netzteil selber braucht.

Wer kann nun die rote LED auslösen? Das sind die drei Überspannungs-Detektoren die die Eingangsspannungen der drei Linearregler überwachen. Vom Schaltwandler kommen +23V, -13V und -45V. Diese Detektoren arbeiten mit einer einfachen Zenerdioden-Schaltung. Wird die Spannung überschritten, fließt Strom durch die Zenerdiode und zieht (über einen Transistor) eine gemeinsame Leitung nach oben, die dann einen kleinen Thyristor zündet. Der Stromfluss durch den Thyristor bringt die rote LED zum leuchten und setzt das Schaltnetzteil sofort in den Shutdown.

Als erstes habe ich die 3 Eingangsspannungen angeschaut. Da ich keinen Extender habe, wurden einfach Drähte an die Platine angelötet.

+23V, -13V und -45V steigen an und fallen dann wieder ab weil der Shutdown kommt)

Die Spannungen schauten unauffällig aus. Sie stiegen auf ihren Nennwert, um dann gleich wieder zu fallen weil sich das Netzteil ausschaltete. Überspannung war also mal nicht der Auslöser.
Als nächstes kam die Gatespannung des Thyristors dran:

Die Zündspannung am Gate steigt an, zündet den Thyristor und bleibt dann konstant geklemmt

Der Thyristor zündete durch. Und zwar nicht weil er kaputt gewesen wäre, sondern er wird tatsächlich getriggert. Nun galt es herauszufinden, wo der Triggerimpuls hekommt, wenn keine der Detektorschaltungen anspricht.
Die gemeinsame Leitung der Detektoren wird im Normalfall mit einem Widerstandsnetzwerk zwischen +15V und -15V irgendwo im negativen Bereich vorgespannt und dann im Überspannungsfall auf GND gezogen, wodurch der Knoten der Schaltung, an dem das Gate vom Thyristor hängt, ansteigen kann und den Thyristor zündet.

Thyristorschaltung. Links oben ist der überspannungsdetektor der +23V Schiene zu sehen

Der nächste Gedanke war dann auch schon der Richtige: Was ist, wenn die -15V falsch sind? Dann würde die Schaltung sofort Triggern. Also wurden diese Spannungen gemessen, und siehe da:

CH3 (orange): +15V, CH2 (grün): -15V

Die -15V Schiene oszilliert herum, bzw. hat sie dauernd Spannungseinbrüche.

-15V detailaufnahme

Die Einbrüche der -15V Schiene kamen im 10ms Abstand. Da weiß man dann schon, was falsch Läuft. Kaputter Elko beim Gleichrichter vor dem -15V Regler.

A7A2 PSU Controller Platine - C18

A7A2 PSU Controller Platine - C18 getauscht

Der C18 (100uF, 50V) wurde durch einen modernen Radialen Typen getauscht, weil kein passender axialer Typ da war. Kann man so machen, wenn genug Platz ist. Die Platine unterhalb wurde mit Kaptonband abgedeckt, da das umgebogene Beinchen vom Elko sonst gefährlich nahe bei einem Via vorbeigehen würde. Ich würde bei solchen Schaltungen auch nur "normale" Elkos und keine Low-ESR Typen einbauen. Low-ESR hat nur in einem Fall vorteile und das sind Schaltnetzteile. Durch den niedrigen ESR hätte ich bei solchen Schaltungen jedoch bedenken wegen des höheren Einschaltstromstoßes.
Nach diesem Elkotausch lief der Generator wieder. Was jetzt natürlich noch gemacht werden soll (und auch wird), ist das Tauschen der anderen Elkos im Netzteil.

Hier noch Fotos der anderen Platinen aus dem Netzteil:

A7A3 PSU Mainboard - Der dicke Zylinder in der Mitte ist der speziell geschirmte Leistungsübertrager und die schwarzen Zylinder sind normale Induktivitäten für die LC Filter.

A7A3 Rückseite - Schalttransistoren und Kühlkörper

A7A1 Linearregler

A7A2 PSU Control Platine

Eine amüsante Anekdote zum Netzteil findet sich im oben erwähnten HP Journal: Als das Netzteil diversen Belastungstests (8 Tage bei +80°C, 3 Tage bei -20°C) ausgesetzt wurde, hat die Klimakammer den Geist aufgegeben, jedoch nicht das Netzteil.
Weitere fünf Prototypen des Netzteils liefen 9 Monate lang bei 30% überlast während ihnen die Netzspannung variiert wurde und sie Temperaturen von 25°C bis 55°C ausgesetzt waren, während ihnen zyklisch Kurzschlüsse und Leerläufe an den Ausgängen präsentiert wurden.

(C) 2026 Ing. Christoph Baumann, OE2BCL

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