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HP 3561A Dynamic Signal Analyzer





Da ich normalerweise dafür bekannt bin, mich in den höherfrequenten Gefilden zu bewegen, war die Anschaffung eines Analyzers, welcher nur bis 100kHz geht, für Manche eine Überraschung. Aber einen 3561A habe ich schon längere Zeit gesucht. Natürlich nicht primär für Audiomessungen, sondern z.B. zum Messen des Phasenrauschens bei HF Oszillatoren. Denn da misst man nicht auf der eigentlichen Frequenz, sondern auf einer ZF. Genau da wo es dann auf Messbandbreiten von 1Hz ankommt, hat der 3561A einen handfesten Vorteil. Und bevor jetzt wieder die Ersten daherkommen und sagen, eine Soundkarte hat doch viel mehr Dynamikbereich als die 80dB von dem Analyzer: Ja, hat sie. Schön. Das wars dann aber auch schon. Sie hat keine BNC Buchse, keine Schutzbeschaltung, geht nicht so weit runter und so weit rauf wie der 3561A, ist nicht kompatibel mit der Software die den 3048A Phasenrausch-Messplatz steuert (da gehört der Analyzer nämlich dazu) und sie ist kein unabhängiges Messgerät, was mir sehr wichtig ist. Kurz, sie hat abgesehen vom Dynamikbereich, den ich nicht größer als den vom 3561A brauche, ausschließlich Nachteile für mich. Darum, und weil ich so ein Fan von High-End Messgeräten bin, bevorzuge ich eben diesen Analyzer.


Aber nun zurück zum Gerät:

Ein klassischer Spektrumanalyzer ist quasi ein gesweepter Superhetempfänger mit Bildschirm. Ganz grob gesagt. Das heisst, er muss den gesamten zu messenden Frequenzbereich mit seinem Oszillator überstreichen. Je niedriger die Frequenzen bzw. je schmäler die Messbandbreiten werden, umso langsamer geht das vonstatten. Jetzt kann man sich vorstellen, wie lang so ein Sweep dauert, wenn man irgendwo im einstelligen Hertz-Bereich herummisst.
Und genau da kommt jetzt die digitale Signalverarbeitung ins Spiel. Indem man das Signal schnell abtastet, wegspeichert und danach erst verarbeitet, kann man diesen Prozess wesentlich beschleunigen. Ein weiterer Vorteil ist, dass digital realisierte Filter und dergleichen immer exakt die gleichen Eigenschaften haben. Es spielt sich ja alles in der "idealen" Welt der Digitalelektronik ab. Bei einem gewöhnlichen Analyzer ist ja jeder Filter etwas anders, altert, driftet mit der Temperatur usw.

Diese Nachteile hat der 3561A nicht. Er tastet gleich nach der Eingangsschaltung (Abschwächer, Verstärker, A-Bewertungsfilter, etc) das Signal mit 256kS/s ab. Der ADC ist eine beeindruckende Konstruktion. Man bedenke, der Analyzer wurde so um 1983 entwickelt, da war die Bauteilauswahl etwas geringer. Ich finde das aber heute immer noch interessant, eine fertige "Black Box" kaufen kann man gleich mal, aber bei solchen Schaltungen sieht man noch richtig was da drin eigentlich vorgeht.
Der ADC hat eine Auflösung von 13bit. Er wandelt das Signal zuerst grob mit einem 8bit ADC, gibt dieses Datenwort dann auf einen DAC, dessen Spannung dann vom Eingangssignal abgezogen wird. Der "Rückstand" (darum wird er auch als "Residue Converter" bezeichnet), wird anschließend Verstärkt (von irgendwo muss die zusätzliche Auflösung ja kommen) und ebenfalls vom 8bit ADC gewandelt. Die Datenworte werden dann entsprechend geschoben und addiert.
Da ein ADC z.B. Nichtlinearitäten aufweist (der Ausgang ist ja stufig), würde dies zu Fehlern führen, sofern man keine Gegenmaßnahmen ergreift. Ein bekannter Trick ist z.B., auf eine diskrete Größe absichtlich ein Rauschen aufzubringen, welches die Stufen quasi "verschmiert" (Dithering). Dazu wird eine digitale PRN (Pseudozufall) Quelle mit verrechnet in der ADC steuerung. Über den DAC findet das Rauschen dann eleganterweise auch gleich seinen Weg in die analoge Welt, so dass man sich da eine zusätzliche Schaltung spart.

Nun liegen die Daten als Samples im Speicher vor. Angenommen, man jagt jetzt 1024 Samples mit einer Abtastfrequenz von 10kHz in die FFT, dann ist die höchste zulässige Signalfrequenz nach Nyquist genau die Hälfte davon, also 5kHz. Die Frequenzauflösung beträgt dann 10kHz/1024 = 9.76Hz (sagen wir mal ca. 10Hz, das schreibt sich leichter)
Wenn man jetzt aber z.B. 1Hz auflösen will, dann gibts es zwei Möglichkeiten. Man sampelt mehr Punkte oder man verringert die Abtastfrequenz der FFT. Ersteres dauert dann natürlich länger und die andere Variante verringert die maximale Signalfrequenz. Man ist also in einer unangenehmen Situation. Also griff man im 3561A auf das bekannte Konzept des Überlagerungsempfängers zurück. Dabei wird ein Eingangssignal in einem Mischer mit einer Lokaloszillatorfrequenz gemischt und somit auf eine andere, typischerweise tiefere (geht aber auch anders!) ZF umgesetzt. Auf dieser niedrigen ZF werden dann alle Verarbeitungsschritte durchgeführt.
In einem sogenannten NCO (numerically controlled oscillator) werden eine Sinus und eine Cosinusschwingung erzeugt. Die Sinustabelle ist da wirklich in zwei EPROMS gebrannt. Die Steuerlogik funktioniert nach dem DDS Prinzip. Das Phasenregister (da steht die Adresse des aktuellen Werts der Sinustabelle drin) wird pro Zyklus um einen einstellbaren Wert inkrementiert. Somit kann die NCO Frequenz auf fClock / (2^N) genau eingestellt werden, wobei N die Registerbreite in Bits ist. Diese digitalen Datenworte, welche ein Quadratursignal darstellen, werden nun mit den Eingangssamples multipliziert. Das Ergebnis ist dann ein komplexes ZF Signal in der digitalen Domäne.
Diese Daten gehen dann weiter auf zwei VLSI Filter-ASICs, einer für Reell (wo mit Cos gemischt wurde) und der andere für Imaginär (wo mit Sin gemischt wurde). Die Filter werden mit den jeweiligen Koeffizienten geladen und filtern somit das Signal. Im HP Journal 12/1984 schreiben die Entwickler, dass ein HP3000 Series 200 Computer damals einen Monat lang an den Koeffiziententabellen herumgerechnet und optimiert hat, bis die Designvorgaben erreicht waren.
Die gefilterten Daten werden danach via DMA (Direct Memory Access, also Datenübertragung via Hardware ohne Zutun der CPU) in den FFT Speicher geladen. Die FFT Berechnung wird von einem TMS32010 von Texas Instruments durchgeführt. Einer der ersten Digitalen Signalprozessoren. So einer arbeitet übrigens auch im 8753A/B/C Netzwerkanalyzer von HP, den ich bei Zeiten vorstellen werde.
Wenn der TMS die Berechnung abgeschlossen hat, signalisiert er das der Haupt-CPU, welche natürlich ein MC68000 ist (meine Lieblingsarchitektur!), via Interrupt. Die holt dann die Daten ab.

Eine andere nette Sache ist die eingebaute Signalquelle. Sie kann zwei verschiedene Arten von PRN Rauschen sowie Impulse erzeugen. Damit kann der Analyzer Amplituden und Phasenfrequenzgang (Bode Plot) von Systemen messen.

Dieses Exemplar hat übrigens die Option 1, das ist ein Magnetblasenspeicher. Ein Traum für jeden Freund der alten Computertechnik.

Nun aber zurück zu dem Exemplar, welches jetzt bei mir am Tisch steht. Laut Artikelbeschreibung war er defekt. Primärsicherung fliegt immer, stand dabei. Da dachte ich mir, ok, Gleichrichter, Leistungs-MOSFET, sowas in der Richtung. Diese Fehler sind oft sehr gutmütig, die eigentliche Elektronik ist bei Geräten von dieser Qualität hervorragend geschützt und kann normalerweise keinen Schaden nehmen. Darum habe ich dann auch das kalkulierte Risiko auf mich genommen. War aber immer noch sehr günstig im vergleich zu funktionierenden Geräten.
Nach ca. 1.5Wochen kam das gute Stück dann hier an. Optisch ganz hervorragend, Baujahr ca 1985, sehr gepflegt.
Ich messe also erstmal den Widerstand direkt an der Kaltgerätebuchse (natürlich mit ordnungsgemäß und höchst professionell gebrückter Sicherung, weil gerade keine zur Hand war). Kein Kurzschluss.... Als nächstes entferne ich mal die drei Netzteilplatinen und prüfe diverse Halbleiter und passive Komponenten. Unter anderem die zwei großen MOSFETs. Da ließ sich aber auch kein offensichtlicher Fehler feststellen. Der Gleichrichter am Mainboard war auch ok. Das heisst, ich muss das Netzteil im Betrieb prüfen. Also habe ich eine uralte 300W Glühlampe (ich wusste, dass ich das urige Teil nochmal brauchen würde!) in serie vorgeschaltet als Strombegrenzung. Die Zieht im normalbetrieb an 230V ca 1.5A, was ziemlich genau der vorgeschriebenen Sicherung entspricht. Also aufgebaut und Netzteil angefahren. Zuerst tat sich natürlich nichts, doch dann kam ein Klackern aus dem Gerät. Gleichzeitig sah ich, dass sich das hauchdünne und feine Metallnetz vor der Bildröhre (EMV Schirmung) im gleichen Takt etwas bewegte. Da wurde ich stutzig. Wenn das passiert, muss sich auch im HV Teil die Spannung aufbauen. Folglich kann da nicht viel kaputt sein. Ich drehte also die Spannung noch weiter rauf und als plötzlich das Klacken aufhörte, der Lüfter hochdrehte und auf der Bildröhre die Meldung "ERROR: LOW LINE VOLTAGE" erschien, da wusste ich, dass die kaputten Sicherungen einen anderen Grund gehabt haben müssen. Ich vermute, es war der Einschaltstromstoß und danach wurde womöglich eine zu schwache und/oder zu schnell auslösende Sicherung eingebaut.
Also noch mehr Spannung gegeben (die Lampe zwackt sich ja auch was ab) und letztendlich fuhr der Analyzer normal hoch und blieb auch in Betrieb. Die Messung ergab ca. 220-230V direkt am Gerät sowie 550mA Stromaufnahme. Folglich -> Alles ok. Nun fand ich in einem Tek Oszi eine passende Sicherung, die ich dann einbaute und das Gerät unter Realbedingungen am Netz testete. Funktionierte alles ganz hervorragend und ich konnte mich endlich ausgiebig mit dem Analyzer befassen.

Offenbar muss ich alle Leser, die sich auf eine spannende Fehlersuche im Schaltnetzteil gefreut haben, enttäuschen.
Lustigerweise fiel mir im Laufe des Abends aber was anderes auf. Beim Hochstarten gibt es ne Fehlermeldung, dass der NVRAM korrupt ist. Na gut, denke ich, da wird wohl die Batterie leer sein. Also im Testmenü mit Test Nr. 170 den RAM formatiert und siehe da, der Fehler ist immer noch da. Er kann keine Traces auf die Speicherplätze legen. Also musste es irgendein Problem auf der Platine A65 geben. Auf der befindet sich der CMOS RAM sowie der Magnetblasenspeicher (Bubble Memory) mit seiner Steuerelektronik. Das Durcharbeiten des Fehlersuchbaums im Handbuch ergab, dass das Problem definitiv im CMOS Teil liegen muss. Da ich keine Extenderkarte hatte, musste ich einige Leitungen anlöten um diverse Signale messen zu können.
Als erstes kamen mal die Testpunkte mit den Steuersignalen für den RAM dran. Da sah aber alles so aus wies soll. Danach fuhr ich schwerere Geschütze auf. Ich fädelte mir den kompletten Adressbus des RAMs heraus. Lässt man den Testmodus Nr. 19 im Dauerbetrieb durchlaufen, greift die CPU permanent auf den RAM zu. Laut Handbuch müssen alle Adressleitungen toggeln, also ihren Logikpegel ständig ändern. Tut das eine davon nicht, logisch, muss man die ICs prüfen aus denen das jeweilige Signal kommt. Das ist in dem Fall ein Latch sowie ein Puffer (Der Bus ist gemultiplext) Ich messe also dahin, jede Leitung toggelt. Bis auf A12, die bleibt auf High.
Nun hatte ich also eine Spur. Ich zog die Platine raus und wollte jetzt das entsprechende Signal am eingang des Latches abgreifen. Um Irrtümer bei der Belegung auszuschließen (es war schon spät), klingelte ich die Signalpfade durch. Dabei entdeckte ich was lustiges. Die Leitung, auf der A12 vom Bus-Puffer zum Latch "angeliefert" wird, hatte keine Verbindung. Zuerst dachte ich, ich hätte vielleicht eine andere Revision dieser Baugruppe als im Handbuch, aber eine Kontrolle ergab, dass es sich in beiden Fällen um Rev. B handelt. Ich dachte mir, vielleicht ist eine Lötstelle oder ein Via aufgegangen, wobei mir das bisher noch nie passiert ist.
Und jetzt kommt die Erfahrung ins Spiel, die man zum Glück nicht kaufen kann. Mit den Jahren entwickelt man ein Auge für kleine Unregelmäßigkeiten. Genau so eine sprang mir in dem Moment vor die Linse:

Unterbrochene Leiterbahn




Zwischen den beiden letzten Beinchen des ICs kommt sie raus. Wenn man dem Verlauf folgt, stößt man auf eine kleine Unterbrechung. Allerdings war noch ein winziges Stückchen verbunden, was aber wohl in den Jahren (oder vielleicht auch beim Transport) plötzlich aufging. Der Fehler war meiner Meinung nach eine Unsauberkeit beim Fertigungsprozess der Leiterplatte. Dreck zwischen Film und Resist, Luftblasen, man weiß es nicht. Die Platine ist natürlich durch die Funktionskontrolle gekommen, weil nach der Produktion die Verbindung da war. Solche Fehler sind sehr gemein (ausser für den Gebrauchtkäufer, der sie entdeckt, für den sind sie eine Erheiterung) und schwer zu Entdecken, zumal die Baugruppe im Werk funktioniert hat. Visuell nahezu nicht zu Entdecken, ausser man sucht danach.
Nach dem Flicken der Bahn mit Fädeldraht, verschwand der Fehler und man konnte die Traces speichern. Das ist auch wichtig, weil es für die Mathefunktionen benötigt wird, mit denen man die weiter oben erwähnten Bode-Plots erzeugen kann.


Es macht wirklich Spaß, mit dem Analyzer arbeiten. Vorallem wenn man Sachen, die man nur eher Abstrakt aus der Mathematik kennt (Fourier-Reihen, Modulationen), sozusagen "interaktiv" mit dem Messgerätepark nachstellen kann. Ich kannte das natürlich bereits von meinen HF Analyzern, aber im NF Bereich ist es auch eine spannende Erfahrung, zumal man mit dem Gerät viel feiner Auflösen kann.
Ein Freund und Kollege von mir besitzt einen Vibrationsaufnehmer, mit dem ich z.B. auch Vibrationsmessungen an den Werkzeugmaschinen durchführen möchte. Man sieht, für Audio wird der Analyzer hier eher wenig eingesetzt werden, wobei es da auch ab und zu mal Anwendungen gibt.

Vielleich habe ich mal Zeit und kann einige Spektrogramme von verschiedenen Signalen aufnehmen und hier zeigen.

Hier noch, wie gewohnt, Aufnahmen vom Innenleben:

Abdeckung weg




Steckplätze der Netzteilplatinen




Netzteilplatinen




Die eigentliche Elektronik des Analyzers




Speicherplatine. Das große Ding mit den Hex-Werten drauf ist der Blasenspeicher




Der altehrwürdige Stelltrafo




300W Glühlampe als Strombegrenzung




Unigor A40 Analogmultimeter (Stilecht für dererlei Messungen, wie ich finde)




Erster Testlauf (hier soll ebenfalls noch ein besseres Foto kommen)


Nachtrag:

Jetzt hat sich der 3561A zur Freude aller Reparierer nach längerer Zeit doch nochmal zu einem Fehler entschlossen. Vor kurzem (im September 2019) hab ich ihn angeworfen und plötzlich waren mehrere sehr laute Kracher zu hören, als ob irgendein spröder Kunststoff zerbrechen würde. Der Analyzer lief dabei allerdings ganz normal weiter. Natürlich wurde er sofort wieder abgedreht. Mein erster Gedanke war, dass sich mal wieder ein X2 Kondensator beim Netzeingang verabschiedet hatte. Das gehört bei älteren Geräten fast schon zum Guten Ton und daher ist es eine überlegung wert, diese X2 Kondensatoren auf Verdacht zu tauschen. Gerade die alten von RIFA flogen mir schon mehrfach um die Ohren.

In diesem Fall ware es allerdings kein X2 sondern einer dieser mattschwarzen Dickfilmwiderstände. Verbaut war einer von TRW, Type GS-3T0.

Beschädigter R023. Der umlaufende Riss sowie die durch Hitze in Mitleidenschaft gezogenen Lötstellen sind gut zu sehen. Datecode ist die 39. Woche im Jahr 1984



Genau so einen Fall hatte ich bereits in meinem 8672A Mikrowellensynthesizer. Knall, Rauchwolke, Gestank, aber er lief unbeeindruckt weiter. Scheinbar sind diese Widerstände mit zunehmendem Alter anfällig für diese Art von Ausfall. Das sind aber meist sehr gutmütige Fehler. Der R203 ist gemeinsam mit C300 ein Snubber beim Übertrager für die 5V Schiene, direkt vorm 2-Wege Gleichrichter.
Den R200 habe ich dann durch einen ROX2SJ22R von NEOHM ersetzt.

Wenn ich mich nicht täusche, ist auf den Bildern der Platine A71 weiter oben auch schon die Verfärbung der Leiterplatte bei R203 zu sehen, d.h. der Ausfall hat sich schon damals Angekündigt. Bei genauerer Begutachtung wäre es sicher damals bereits aufgefallen. Möglicherweise hab ich es sogar bemerkt, aber ihm nicht genug Bedeutung beigemessen. Auch möglich.
Ich denke jedoch nicht, dass es sich da um einen Fehler in der Umgebungsbeschaltung handelt. Beim 8627A war der Widerstand in einem Standby-Schaltkreis und hat nachgewiesenermaßen keine überlast abbekommen. Sieht also sehr nach einer Alterungserscheinung im Widerstand selbst aus.


Messungen mit dem 3561A:


Kaum stand der Analyzer auf dem Tisch, fielen mir auch schon die ersten Anwendungen ein. Da ich mich gerade mit digitaler Signalverarbeitung befasse, habe ich mal schnell einen 8-bit DAC an einen AVR Controller gehängt und ihm am ADC Eingang eine Pufferstufe spendiert, die nebenbei einen DC Offset von VCC/2 erzeugt. Somit kann der ADC um diesen Mittelpunkt herum ausgesteuert werden. Ohne diesem Offset könnte er nur im positiven Bereich messen. Die Schaltung spare ich mir, da der ganze Aufbau fliegend ausgeführt ist und das Ganze sowieso nur eine schnelle Spielerei war. Die eigentliche Anwendung (z.B. digitale ZF Verarbeitung in Funkgeräten) wird natürlich nicht auf einem 8-bit AVR, sondern auf einem ARM Cortex-M4/M7 durchgeführt. Dieser hat mit 32-bit, FPU (Gleitkommaeinheit), DSP Instruktionen und DMA deutlich bessere Voraussetzungen für dererlei Aufgaben.
Als erstes habe ich mir in Software einen einfachen NCO bzw DDS (Direct Digital Synthesis) gebaut. Dazu kam eine Sinustabelle mit 1024 Einträgen und 8-bit Auflösung, sowie ein 10bit Phasenakkumulator. Der Takt kam aus dem internen Timer des AVR. Mit jedem Timer-Interrupt wird der Phasenakkumulator um einen bestimmten Wert inkrementiert und der Wert der Sinustabelle, der an der jeweiligen Adresse steht, auf den DAC gegeben.

Für den ersten Test wurde der Ladewert der DDS mit 32 gewählt, was bei den 20kHz Sampletakt dann fDDS = 20000 * (32 / 1024) = 625Hz ergibt.

625Hz Signal im Spektral- und Zeitbereich




Man sieht gut den Peak im Spektrum bei 625Hz, auf dem auch der Cursor sitzt. Die DAC Treppe ist in der Zeitbereichsdarstellung ebenfalls klar erkennbar.

Nun wurde der Ladewert auf 128 gesetzt, was zu einer Frequenz von 2500Hz führt. Dabei sieht man auch, dass immer weniger Zwischenstufen bei der Amplitude übrig bleiben, je höher die Ausgangsfrequenz wird.

2500Hz Signal im Spektral- und Zeitbereich




Die bisherigen Spektra wurden bis maximal 10kHz aufgezeichnet, was genau der Nyquist-Frequenz bei 20kHz Samplingrate entspricht. Durch den Samplingvorgang im DAC, der ja ein steilflankiger und somit Oberwellenreicher Vorgang im Zeitbereich ist, erscheinen Kopien des Basisbandsignals im Abstand der Samplingfrequenz.
Das Abtasttheorem nach (Shannon-)Nyquist besagt, dass die Abtastrate mindestens 2x so groß sein muss, wie die Nutzbandbreite des zu sampelnden Signals. Die oft anzutreffende Aussage, die Abtastrate müsse mindestens 2x so groß sein wie die höchste vorkommende Signalfrequenz, ist lediglich ein Sonderfall!

2500Hz Signal im Spektral- und Zeitbereich mit erweitertem Span und sichtbaren Alias-Frequenzen




Der höchste Peak ist das 2500Hz Signal der DDS. fClk/2 markiert die Nyquist-Frequenz, in diesem Beispiel 10kHz. fClk ist die Grundwelle der Samplingfrequenz mit 20kHz. Jeweils 2500Hz über und unter der Samplingfrequenz und ihren ganzzahligen Vielfachen sieht man die Aliase des eigentlichen Signals. Im Bereich bis fClk ist das Signal quasi um die Nyquistfrequenz gespiegelt. Das Ganze wiederholt sich natürlich auch weiter oben bei den folgenden Vielfachen. Steigt nun die Signalfrequenz an, so entfernen sich die Aliase naturgemäß von den fClk Vielfachen.

3000Hz Signal




Hier ist dieser Effekt an einem 3000Hz zu sehen. Die Aliase unterhalb von fClk wurden von der Frequenz her tiefer, die oberhalb größer. Folglich sind die Aliase, die oberhalb der Nyquistfrequenz liegen, invertiert. Das heisst, das Spektrum ist gespiegelt.
Dieser Effekt mit den "Kopien" des eigentlichen Signals, der nur augenscheinlich störend ist, kann allerdings sehr vorteilhaft genutzt werden. Wie oben erwähnt, ist die Abtastrate nur für die maximale Bandbreite entscheidend und nicht für die absolute Signalfrequenz. Somit kann man sich aus den ganzen Aliasen mittels Bandpass eine beliebige Kopie weiter oben herausfiltern. Dadurch wird es zum Beispiel möglich, ein 455kHz ZF Signal mit schmalband-FM Modulation in einem DAC zu erzeugen, der auf einem Bruchteil dieser Frequenz läuft! Man Filtert dann einfach das passende Alias heraus. Natürlich müssen die Frequenzen dann so gewählt werden, dass man genau in die Durchlasskurve des Filters hineintrifft. Die Abtastrate muss lediglich mindestens der doppelten NF Bandbreite entsprechen.
Natürlich kann man dieses Spiel nicht beliebig weit treiben. Der Pegel des Signals wird mit zunehmender Zahl der Oberwelle schwächer, wärend die Störungen (der "Mist") etwa gleich stark bleiben. Somit sinkt der verfügbare SNR je weiter man rauf kommt.





Als nächste habe ich einfach mit dem internen Timer einen Samplingtakt erzeugt, in diesem Takt den ADC ausgelesen und die Bytes so wie sie sind auf den DAC gegeben. Somit wird das Eingangssignal einfach digitalisiert und am anderen Ende wieder ausgegeben. Dabei wurde ganz bewusst auf analoge Aliasing-Filter verzichtet, um eben genau diese Effekte beobachten zu können.
Nun ist mein Versuchsaufbau ein einfaches abtastendes System, da ich nach den DDS Versuchen einfach auf "Durchzug" geschaltet habe. Der Eingangswert wird 1:1 auf den Ausgang weitergegeben, allerdings in zeit- und wertdiskreter Form.
Das Alias-Verhalten des DACs wurde oben ausführlich besprochen. Nun wenden wir uns dem ADC zu. Bei dem ist nämlich genau das gleiche Spiel möglich. Bekommt er am Eingang ein Signal, welches die Samplingfrequenz überschreitet, erscheint es als Alias im Basisband wieder. Im Normalfall wird dies durch einen sogenannten Aliasing-Filter (Tiefpass) verhindert, der Signalkomponenten oberhalb der Nyquist-Frequenz unterdrückt.
Als erstes Beispiel wurde ein 1kHz Sinus beim ADC eingespeist. Die Samplingrate beträgt auch hier wieder 20kHz. Dargestellt ist der Bereich bis zur Nyquist-Frequenz.

1kHz Eingangssignal




Als nächstes wurden 13kHz eingespeist. In diesem Fall bewegt man sich oberhalb der Nyquistfrequenz. Somit erscheint das Signal bei 7kHz in invertierter Lage.

13kHz Eingangssignal als Alias bei 7kHz




Jetzt werden am Generator 22kHz eingestellt. Also 2kHz oberhalb der Samplingfrequenz. Somit müsste das Signal als Alias in Ursprungslage bei 2kHz erscheinen. Und genau das tut es auch.

22kHz Eingangssignal als Alias bei 2kHz




Für den letzten Versuch habe ich dem ADC im AVR ein Signal von 402kHz zugemutet. Dieses befindet sich 2kHz oberhalb der 20. Oberwelle der Samplingfrequenz. Somit erscheint das Signal bei 2kHz als Alias.

402kHz Eingangssignal als Alias bei 2kHz (Der Frequenzfehler beim Cursor entstand durch die Frequenzablage des 16MHz Quarzes der den Controller taktet)





Eine weitere nützliche Eigenschaft ist die eingebaute Signalquelle. Diese erzeugt ein Pseudorauschen mit gleichmäßiger Spektraler Verteilung (Weisses Rauschen). Folglich ist das Spektrogramm eine gerade Linie.

Spektrum der eingebauten Rausschquelle




Wenn man jetzt dieses Rauschen auf den Eingang eines Zweitors gibt und an seinem Ausgang misst, dann erhält man seinen Amplitudenfrequenzgang auf dem Schirm. Indem man vorher eine Referenzmessng mit überbrücktem DUT (Device under test) macht und diese Kurve im Speicher ablegt, kann man die eigentlichen Messwerte mit Hilfe der Mathematikfunktionen normalisieren.
Die "klassische" Vorgehensweise zum Aufnehmen von Frequenzgängen arbeitet mit einem gesweepten Sinussignal. Die Methode mit dem Rauschen ist eine Alternative.

Als Beispiel wurde hier der Frequenzgang des Testaufbaus bei 20kHz sowie 40kHz Abtastfrequenz durchgemessen.

Frequenzgang des Abtastenden Systems mit 20kHz Abtastfrequenz




Frequenzgang des Abtastenden Systems mit 40kHz Abtastfrequenz




Auf den Bildern ist der typische sinc-Rolloff zu sehen. Dieser stammt primär vom DAC (Oberwellen werden naturgemäß schwächer, je weiter oben sie sind). Der ADC hat dieses Verhalten auch, allerdings wird die Amplitude durch die Einflüsse des Analogfrontends kleiner. Das heisst, je weiter dieses rauf kommt, umso höhere Frequenzen kann man sampeln, ohne zu viel Pegel zu verlieren. Beim DAC hingegen liegt das schon in der Natur der Sache selbst.


(C) 2017 Ing. Christoph Baumann, OE2BCL

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